移相全桥学习笔记（三）

开关模态十一：谐振结束，原边电感向电网馈能
当C3充电到Vin之后，谐振结束，就不再有电流流过C3,C4,转而D4自然导通，原边电流通过D4—Lr—D1向电网馈能，其能量来源于储存在Lr中的能量，此时原边电流迅速减少，
ip(t)= -【Ip10- (t-t10)】
其中 Ip10是t10时刻的原边电流值
在t11时刻减少到0。
此时T4两端的电压降为0V，只要在这个时间将T4开启，那么T4就达到了零电压开启的效果。
对于开关模态11来说，谐振周期一定要小于死区时间，否则就不能达到滞后臂的ZVS效果了。但此时的谐振电感是没有次级电感通过匝比反射回来的，所以只有谐振电感参与了谐振，在设计的时候小心了，谐振电感一定要足够大，否则谐振能量不够的话，原边电流就会畸变。

在t11时刻，UAB=ULr= UC3=UA=Vin，UB=0V

开关模态十二：原边电流从0正向增大

在t11时刻之前，T4已经导通，在t11时刻原边电流ip已经上升到0，由于没有了电流，所以D1，D4自然关断。
在t11-t12的时间内，副边的二极管D1，D2还是同时导通流过电流，将副边绕组短路，阻断输出电感反射到初级的途径，此时的负载电流还是由次级电感与输出电容提供；同时，由于原边的T1，T4已经导通，原边电流ip流过T1--Lr—T4,又因为Lr很小，所以原边电流ip就会正向急剧增大。
即 ip(t)= - (t-t11)
在t12时刻，ip达到最大，等于副边的电感电流折算到初级的电流
即 ip(t12)= - ILf(t12)/n
在这个开关模态，原边电流是不传递能量的，但副边却存在着一个剧烈的换流过程，通过副边二极管VD2的电流迅速减少，VD1的电流迅速增大，在t12时刻，通过VD2的电流减少到0，通过VD1的电流等于电感电流ILf。

在t12时刻，原边的UAB= ULr=UA=UC3=Vin, UB= 0V

至此，一个完整的移相全桥工作周期分析已经完成。
其中有一些地方可能有点小小错误（欢迎指正），但不影响总体的工作原理分析12个工作模态我先用用图纸的方式呈现出来了，为了便于分析，我省略了次级绕组的回路分析
12个工作过程包括：2个正负半周期的功率输出过程，2个正负半周期的钳位续流过程，4个谐振过程（包括2个桥臂的谐振过程与2个换流过程），2个原边电感储能返回电网过程，最后还有2个变压器原边电流上冲或下冲过零结束急变过程。这12个过程就构成了移相全桥的一个完整的工作周期，只要有任何一个过程发生偏离或异常，将会影响到移相全桥的ZVS效果，甚至会导致整个电源不能正常工作。

接下来说说移相全桥存在的问题

问题一：滞后臂较难实现ZVS

n 原因：
滞后臂谐振的时候，次级绕组短路被钳位，所以副边电感无法反射到原边参加谐振，导致谐振的能量只能由谐振电感提供，如果能量不够，就会出现无法将滞后臂管子并联的谐振电容电压谐振到0V.

n 解决方法：

①、增大励磁电流。但会增大器件与变压器损耗。
②、增大谐振电感。但会造成副边占空比丢失更严重。
③、增加辅助谐振网络。但会增加成本与体积。

n 问题二：

副边占空比的丢失
n 原因：
移相全桥的原边电流存在着一个剧烈的换流过程，此时原边电流不足以提供副边的负载电流，因此副边电感就会导通另一个二极管续流，即副边处于近似短路状态；
Dloss与谐振电感量大小以及负载RL大小成正比，与输入电压大小成反比。

n 解决方法：

①、减少原副边的匝比。但会造成次级整流管的耐压增大的后果。
②、将谐振电感改为可饱和电感。因为在初级换流的过程中，一旦进入电感的饱和状态，那么流过电感的电流马上就会变为饱和电流，而不是线性的减少，这就意味着减少了换流时间，等效于减少了占空比丢失时间。当然我这么解释看起来有点不好理解，要结合移相全桥的工作过程来理解，还是可以慢慢去体会的

将PSFB的磁性器件计算方法贴出来。
n 输出储能电感设计：
移相全桥的输出储能电感其实可以看做一个单纯的BUCK电感，由于其正负半周期各工作一次，所以其工作频率等于2倍开关频率，其计算公式为：
Lf = Vo *(1-Dmin)/(4*fs* △I)
上式中的Lf是最小电感，实际取值要大于此值，以保证电流的连续性，如果需要输出电压在一定范围内连续可调的话，则Vo要取Vo（min),即
Lf = Vo(min) *(1-Dmin)/(4*fs* △I)
上式Dmin是为了便于理解，实际上移相全桥占空比是不变的，不存在最小占空比的说法：即
Dmin= Vo(min)/(Vin(max)/n-VLf-VD)

n 主变压器设计：
首先计算出移相全桥的次级输出最低电压：
Vsec(min)=( Vo(max)+VLf+VD)/ Dsec(max)
初次级的变压器匝比为:
n=Vin(min) /Vsec(min)
选择变压器，使用Ap法：
Ap =Ae*Aw= Po*104 /(4*ƞ*fs*△B*J*Ku*)
接下来计算变压器原边匝数：
Np= Vin(min)*D(max)/(4*fs*Ae*Bmax)
那么次级绕组匝数为：
Ns= Np/n

n 谐振电感设计：
附加谐振电感的目的就是为了实现滞后臂开关管的ZVS，如前面的分析，滞后臂谐振时次级电感不能通过变压器反射到初级，为了保证滞后臂的开关管ZVS，那么谐振电感的能量必须满足下式：
LrIp2/2=( Vin2*C上管)/2+( Vin2*C下管)/2= Vin2*Clag
即 Lr= 2* Vin2*Clag /Ip2
其中 Lr：谐振电感值
Vin：输入电压
Clag：滞后桥臂电容(外加电容与MOSFET结电容)
Ip：滞后桥臂关断时刻原边电流大小
计算还要考虑以下几点因素：
①、Vin应取最高输入电压值，保证任意输入电压下,滞后桥臂均能实现ZVS。
②、考虑在轻载Ip1（10%-20%负载）时刻，需要滞后桥臂仍然需要工作在ZVS状态。
③、输出电流iLf在某个值（比如2A）时刻，输出储能电感电流任然连续或处在临界点。

也就是说，输出储能电感的脉动电流等于2倍此值

即 △ iLf = 2 *2A=4A
那么 Ip=(Ip1+ △iLf /2)/n